1 引言
為了以低的功耗獲得的速度和佳的能，要求電源電壓越來越低，瞬態能指標越來越，因此對開關電源提出了越來越的要求。用原有的電路拓撲及整流方式已不能現在的要求，為了適應IC芯片發展的需要，人們開始研究新的電路拓撲。因為輸出電壓很低，所以，同步整流自然成為這種低壓大電流電源的必然選擇，考濾到產品的復雜程度及產品，同步整流般選擇自驅動同步整流，能與自驅動同步整流電路較好結合的拓撲大致有三種：有源箝位正激變換器；互補半橋變換器；兩結構變換器。與兩結構變換器相比，有源箝位變換器和互補半橋變換器所用器件少，具有吸引力。這兩種變換器拓撲實現軟開關，工作頻率可以；變壓器的磁芯可以雙向磁化，磁芯的利用率。針對次整流電源輸出的-48V（36～72V）電壓，輸入電壓在較大（36～72V）的范圍內變化時，互補的半橋電路副邊所得到的驅動電壓變化范圍太大，已不能適用來驅動MOSFET管。因此，有源箝位自驅動同步整流正激變換器是低壓大電流開關電源必然選擇的電路拓撲。
2 有源箝位同步整流正激變換器的拓撲分析
有源箝位同步整流正激變換器的電路拓撲如圖1所示，DC-DC有源箝位ZVS-PWM正激變換器在穩態運行時，個開關周期內的主要參量波形如圖2。個開關周期內大致可分為四個運行模式，即：1）to
1 模式1 （t0
在主開關S1開通前，箝位電容上的電壓為Vc1=DVin/（1-D）（為下正上負）。這階段，箝位開關S2關斷，箝位電容電流 ic1=0。 S1導通后，S1開關管的漏電位VD=0，變壓器磁芯正向激磁，激磁電流im由第三象限的-Im向*象限+Im過渡，iL1=im+Io/N,N為變壓器原副邊繞組匝數比N1/N2。變壓器原邊繞組電壓VP=VS，能量由輸入電源Vin經過變壓器傳送到負載。
2 模式2 （t1
S1斷開，S2仍關斷。磁場能量對S1輸出電容Cs充電。ip由Io/N降到零，iL1=im+ip,im≈Im；ic1<0。VD由0上升到 Vin+Vc1， Cs電壓達到Vin+Vc1，S1上的電壓被箝位在這水平；變壓器原邊繞組電壓VP從Vin變化到Vin–VD=-Vc1。 Vc1=DVin/（1-D）保持不變。
3 模式3 （t2
主開關S1關斷，S2開通前，由于VD為正，箝位開關S2隨之可以ZVS開通，箝位電路運行。箝位電容電壓Vc1=DVin/（1-D），由于變壓器磁場能量對箝位電容儲能的交換過程，使該電壓有變化，Vc1=Vc1+ΔV，ΔV表示充放電過程中箝位電容電壓紋波，主開關電壓箝定在Vc1+Vin水平。箝位電容電流-ic1=im=iL1;ip=0,im由*象限的+Im向第三象限-Im過渡，也即磁通復位過程。
4 模式4?。?t3
S1，S2關斷，磁場能量使S1結電容放電， VD由Vin+Vc1下降到零，創造了S1的ZVS條件。箝位電路斷開，ic1→0。iL1=im=-Im，ip=0。變壓器原邊繞組電壓Vp則從-Vc1變化到Vin。Vc1=DVin/（1-D）保持不變。
S1導通時間為DTs，變壓器原邊繞組承受電壓為Vin；S1關斷時間為（1-D）Ts，變壓器原邊繞組承受電壓為-Vc1。由伏秒平衡關系可得：DTsVin=（1-D）Vc1，即Vc1=DVin/（1-D）。
有源箝位正激變換器變壓器磁芯工作在雙向對稱磁化狀態，提了磁芯的利用率，箝位電容的穩態電壓隨開關占空比而自動調節，因而占空比可大于 0.5；Vo時，主開關管?輔助開關應力隨Vin的變化不大；所以，在占空比和開關應力允許的范圍內，能夠適應輸入電壓較大變化范圍的情況。不足之處是增加了個管子，使得電路變得復雜。
3 電路參數的設計與計算公式
主電路拓撲如圖1 所示，它的箝位電容電壓為：Vc1=DVin/（1-D），箝位電容的耐壓要大于此值，容量只要足夠大即可電路的正常工作，在制作中，選用的箝位電容容量為47μF。芯片選用UC3823N實現PWM，芯片開關電流加上斜波信號（由PWM輸出信號14腳生產）送至芯片的電流端（7腳）；電壓信號經取樣電阻分壓和誤差放大器補償產生輸出信號（3腳），此信號與7腳信號比較后產生輸出占空比信號PWM,再由脈沖變壓器和原邊驅動器UC1707產生兩列互補驅動且死區可調的脈沖驅動變換器的主管S1和箝位管S2。合適的參數設計，尤其是電壓補償器及斜波補償的選擇將使系統穩定可靠地工作。
論分析及實踐，在設計有源箝位同步整流正激變換器時，需要計算參數，在實踐過程中，總結了套如何設計變換器的公式，以下給出這些公式，以便于參考。另外還要注意，用公式計算出來的值還要留出適當的裕度，以電源的。
?。?）變壓器的初匝數N1
N1=U·D·104/f·△Bm·Ac
其中 U為輸入電壓；D為占空比； f為開關頻率；△Bm為磁感應增量；Ac為磁芯的面積。
?。?）變壓器的次匝數N2
N2=N1·Vo/D
其中 Vo為輸出電壓。
（3） 初電感量Lprim的確定
初電感量Lprim由下式決定
Lprim=uo·ua·N12·Ae/le
式中，uo為真空磁導率；ua是振幅磁導率；N1是初繞組匝數；Ae是磁芯的截面積；le是磁路長度。
?。?） 輸出電壓
Vo=D·Vin·N1/N2
?。?） 輸出電感L和電容C的計算
L=2.5R/f
取IL（peak）=1.1Io
C=△IL/8f△Vo
ESR（max）=△Vo/△IL
其中 △IL=0.2Io
?。?） 導線的參數
導線的截面積與線徑d
Sm=Ii/J
di=1.13Sm1/2
其中 Ii為各繞組電流值（A）；J為電流密度，它是根據銅損計算出來的，根據工程實踐經驗，導線的電流密度在自然風冷時選擇2-4（A/mm2）,而在強制風冷時選擇3-5（A/mm2）,其值是適宜的。
計算所需導線直徑時，應考慮趨膚效應的影響。當導線直徑大于2倍趨膚深度時，應盡可能采用多股導線并繞。當用n股導線并繞時，每股導線的直經din按下列公式計算：
din=di/n1/2
銅線的趨膚深度△有以下經驗公式：
△=66.1/f1/2
用上述公式計算△后，與di相比較，在di大于2△時，應采用多股導線并繞，n的大小以din不大于2△為好。
4 同步整流存在的問題及解決方案
同步整流的基礎是應用MOSFET替代二管整流器，但MOSFET如用為開關具用雙向導通的特。這特使得含有同步整流的變換器，在使用中產生了下述問題。
4.1 應用同步整流的變換器并聯運行的問題
同步整流般應用在低壓大電流情況下，因而往往將多個具有同步整流的變換器并聯使用，當并聯的兩個變換器輸出電壓不同，且差值達到值時，輸出電壓低的變換器的輸出電流將反向，輸出電壓的變換器就既給負載提供電流又為輸出電壓低的變換器提供電流，從而加大輸出電壓的變換器負荷，結果沒有達到并聯增大負載電流的目的。另外還有自振蕩問題，這將導致MOSFET的電壓應力增加，給變換器輸出帶來諧波干擾。對這個問題，我們給電源設計了電壓調整端，輸出電壓在范圍內連續可調，如用戶需要并聯運行，只需將電壓地調整致即可。
4.2 效率問題
在輕載條件下，使用二管整流器的變換器會進入電流不連續工件模式（DCM），但對于使用了同步整流的變換器，由于MOSFET的雙向導通，使得負載電流繼續反向流過輸出電感，并形成環路電流，造成了多余的損耗，了變換器在輕載條件下實現率。另外，當輸入電壓變化時，效率也會發生較大的變化。這些都是變換器工作在不同的模式，造成了能流回饋。這些問題在文獻 7中有詳細的論述及解決方案。
5 實驗結果
應用以上分析的電路拓撲及電路參數設計了臺二次電源模塊，樣機的參數如下：輸入電壓48V（36-72V），輸出電壓/電流為2.1/40A，開關頻率為250KHz，變壓器磁芯選用EC28鐵氧體，主開關管S1及箝位管S2選用IRF640，同步整流管選用IRL3803S，其通態電阻Rds為 6mΩ。在輸入電壓為48V時，滿載效率為85％。經小批量生產及電路參數的微調，產品的各方面能均達到要求，現已開始批量生產。
6 結論
本文介紹了有源箝位自驅動同步整流正激變換器的工作原理，各電路參數及計算公式，采用這種電路拓撲，能很好的實現低壓大電流開關變換器。這種方案實現了率?，又實現了低壓大電流的輸出，了IT行業發展的需要，所以這種方案具有大的市場應用價值。
參考文獻
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13991872250
029-88231631
